1、APD特性介绍
光模块接收端使用的APD光组件主要的工作机理是在一般的PN结区加了一个反向偏置的强电场，使得入射光产生的光生载流子在进入电场区时获得能量做高速运动，与原子晶格碰撞电离出新的电子—空穴对，该过程反复多次后使载流子发生雪崩式倍增，达到增强接收端性能的目的，它的特性曲线如图1.1。
图1.1 APD特性曲线
可以看出在红色区域的增益区间内偏压越大，同等入射光下的APD的光生电流越大，目前常用APD组件的正常工作时偏压通常设置为Vbr－3~6V，范围大多在30~50V之间，如此高的电压加载到结区将产生很强的电场，可能造成管芯的如下两种击穿：
（1）载流子电流过大，在雪崩效应的作用下会产生较大的倍增电流，发生热击穿，若温度过高则可能损伤或损坏APD管芯；
（2）反向偏压过高达到甚至超过Vbr从而电击穿结区造成APD损伤或损坏。
针对以上两种情况需在电路设计时增加相应的保护措施。
2、保护电路的应用背景和设计思路
给中兴出货的M02098方案的GPON ONU模块存在以下问题：
（1）客户特殊要求：客户在常温将OLT光源对ONU模块进行对接实验后发现APD管芯大面积失效。OLT常温下的发射光功率在4dBm以上，将使收端产生较大的光电流，2mA以上的电流即可能对APD管芯造成损坏，属热击穿风险。
（2）上电过冲：上电初始DC-DC即打开，此时的控制信号的初始化还未完成，于是形成了不受控的偏压过冲，高出正常偏压约8~10V，属电击穿风险。
该方案模块的升压电路如图1.2，DC-DC使用的是MP3217芯片，图中APDSET来自M02098，后面将对该电路的保护机制及为满足应用要求所做的优化做分析说明和总结。
图1.2 M02098方案APD升压部分电路
基本的保护设计思路有两种，一种是分压分流，一种是反馈控制。分压分流是在APD电压或电流达到异常时开启保护电路，使得APD偏压和电流下降从而起到保护作用；反馈控制是将APD电压或电流通过一定途径反馈给控制端，超过设定的阈值则关断升压电路从而起到保护作用。
3.适用范围
具体电路的设计和优化适用于使用MP3217以及类似DC-DC芯片方案的GPON模块，思路和方法适用于所有使用APD升压电路的模块。
4.初始上电保护
在图1.1中可以看到，DC-DC的电源脚VCC与使能脚SHDN（低有效）直连，即上电的时候芯片就启动了，而由于M02098芯片的初始化还未完成，APDSET无效，导致了不受控的Vapd输出，如图3.1，上电过冲比受控偏压高出8~10V，已达到Vbr且约持续约250ms，可能击穿APD管芯。改善的思路是延缓DC-DC的启动至APDSET有效之后，具体有两种方法：
（1）在VCC与使能脚之间加入RC延迟，选择合理的R和C值使得DC-DC启动时间在上电延时至少250ms以后；
（2）使用MCU I/O口控制使能脚电平来实现缓启动。
图3.1 APD上电过冲
5.硬件延时电路设计
上电瞬间对于电容C为高频脉冲，可视为短路处理，根据使能脚电平特性，应在VCC与SHDN间串接电阻R，在SHDN与地之间串接电容C，如图3.2。
图3.2 初始上电DC-DC启动的RC延迟
RC延时时间有如下计算：
其中V0为RC串联端电压，VC为电容C要达到的电压，根据MP3217的规格书，取VC=2V，V0取典型值3.3V，考虑余量取t=350ms，R单位为Kohm，C为uF计算可得
RC≈376
实际测试发现MP3217的VCC和使能脚SHDN内部之间有1.25M左右的阻抗，根据并联关系及实际验证取R=1Mohm，U=1uF，验证结果如图3.3，CH1为VCCR，CH2为Vapd，APD过冲被消除。
图3.3 APD上电延缓启动
6.软件控制设计
如图3.4，断开VCC与使能脚，将使能脚接下拉电阻10K到地并接入来自MCU I/O的电平即可控制DC-DC的开关。
图3.4 I/O控制延缓DC-DC启动
控制逻辑：控制使能的I/O口上电置低，等到M02098初始化完成后即拉高，这样消除了上电过冲，保证APD偏压一开始就是受控的，如图3.5。
图3.5 软件控制延缓上电APD启动
两种过冲保护比较：硬件RC延迟和软件控制均可有效消除APD偏压过冲，但由于MP3217的VCC和使能脚之间的内部阻抗与选型值数量级接近，加上供电和使能电压的波动，RC延迟的时间存在一定的变化，在软件控制逻辑中则不存在这种问题。
7.大光对接保护
大光保护分析：在图1.2中，三极管Q1和电阻R54串接在一起接入高压线路，正常工作时Q1断开，当入射光足够大使得流过射极E和基极B间电阻的光生电流达到一定值时Q1将导通，相当于在APD管芯并联了一个负载，整体负载阻抗降低，若要维持输出偏压不变则将增大DC-DC的输出功耗，一旦达到DC-DC的输出极限，在一定范围内偏压将随入射光增大出现下降，由于偏压的下降导致倍增因子M的减小从而降低流过APD管芯的电流，起到保护作用；同时随着流过Q1电流的增大R54两端压降也会增大，即C极电压增大，而B极电压将随偏压降低，当VC>VB时，三极管出现饱和，之后继续加大入射光APD偏压将趋于一个稳定值。
8.硬件优化
原理上分析影响保护电路性能有以下两个因素：
（1）R54作为并联负载，Q1导通时同等偏压下阻值越小越容易拉低APD偏压和电流。
（2）R57决定三极管的导通与关断的入射光大小，阻值越大Q1导通所需的入射光越小，同等入射光下的Vbe越大，有利于增大通过Q1的电流从而降低APD偏压和电流。
原方案R54=1Kohm，R57=200ohm，取两个模块分别在常温下做如下实验：R57不变，适当减小R54的值，将OLT发出的4dBm光直接输入模块，对于原值和新值检测Vapd和Iapd；R54保持上面值不变，适当增大R57，将OLT发出的4dBm光直接输入模块，对于原值和新值检测Vapd和Iapd；
测试结果如下：
| 030266BEYL |
Vapd |
Iapd |
| R54=1K/R57=200 |
22.8 V |
4.6 mA |
| R54=400/R57=200 |
19.6 V |
1.68 mA |
| R54=400/R57=350 |
16.9 V |
1.3 mA |
|
|
|
|
| 030226BEQH |
Vapd |
Iapd |
| R54=1K/R57=200 |
21.2 V |
3.4 mA |
| R54=600/R57=200 |
19.5 V |
1.44 mA |
| R54=600/R57=350 |
19.5 V |
1.32 mA |
可以看出，适当减小R54和增大R57后，两只模块在OLT对接情况下的Vapd和Iapd都有较明显的下降，其中R54对于降低Iapd影响较大。为了更详细地了解在保护电路开启情况下Vapd和Iapd及保护电路的变化情况，分别在原方案和优化方案上从-8dBm~4dBm每隔1dB对两个模块进行测试，结果见附录Excel。从附件数据可以看出，优化方案与原方案比较对于在保护开启到光源对接区间的任意入射光都能够有效的减小Vapd和Iapd，起到保护APD管芯的作用，且不会对饱和点的RSSI造成影响。
9.软件优化
与之前APD过冲保护类似，可以通过MCU的I/O口来控制DC-DC的开关起到大光下的保护作用，这里需要一个反馈机制，在不做较大改动的情况下一个较为简单的办法是选择Q1集电极电阻的电压作为反馈信号，基本的控制逻辑如下：反馈信号为低时，I/O置高电平开启DC-DC；反馈信号为高时，I/O置低电平关断DC-DC。
I/O控制部分与过冲保护相同，反馈部分根据附件所测的数据和MCU性能需将R54改为两个串接电阻以提供合适的反馈电压，由测试数据知光源对接时R54电压大于20V，MCU检测脚高电平需大于2，可取100ohm和900ohm的电阻，其中低值电阻一端接地，如图3.6。
图3.6 软件优化控制的反馈分压电路
OCPDETECT为反馈电压信号，正常接光时为低，大光时为高。验证时不断增大入射光，当入射光达到一定值时可以测得APD偏压为0。
两种保护方式比较：硬件上经优化之后可以有效的保护APD管芯，入射光正常后接收端也正常工作，但大光下的升压电感、保护电路三极管和电阻等器件工作电流较大，大负荷的工作有可能造成这些器件的性能下降甚至损坏，仍然具有一定风险；软件控制通过反馈直接控制DC-DC的开关，大光下关闭了升压电路，对APD管芯和其他器件都起到了保护，唯一不足的是一旦在大光下关断则需重启接收端才能进行正常升压。
10.APD保护电路设计小结
（1）保护设计针对上电过冲和大光对接两种异常，保护的方式有降低APD管芯的电压、电流和直接关断升压电路两种。
（2）上电APD过冲是由于偏压控制和使能信号的不合理时序造成的，硬件上可以使用延时电路进行修正，常用的是RC延时，设计时需保证RC时延大于芯片的初始化时间；软件上通过逻辑控制和芯片内部的通讯合理对MCU I/O置高低电平输出实现升压电路的开启和关断。
（3）大光对接的特点是高电压和大电流，硬件上可通过分流和分压实现保护，分流时在APD两端并联一个开关低负载电路，正常入射光时电路断开，大光入射时电路导通，低负载对APD进行分流并且拉低偏压，设计时注意保护电路开启的入射光需大于饱和点，此外保护电路的阻抗应较小才能有效的降低APD电流，一般在几百欧姆量级；理论上也可以在Vapd通路上串联一个Kohm级的阻抗来进行分压，根据附件数据，串接一个这样的电阻在大光时可以降低几伏特的偏压；软件控制需要电压或电流的反馈，设计时需要注意反馈信号的合理和有效性。
附录
