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                      设计中所使用的电源是由MP2307控制的开关降压、稳压电路和相关保护电路组成的。MP2307是由Monolithic Power Systerms,Inc.研发的一款专用于FPGA，DSP，ASIC和笔记本电源中的电源管理芯片，其连续供电电流可达3A，峰值电流可达4A，另外拥有最低4.75V和最高23V的宽电压输入范围以及最低0.925V最高20V的电压输出。在340Khz的开关频率下，最高可达到95%的能源传输效率。

   

         

   

   

Figure 3-1- 1 MP2307内部功能图

   

   

使用该芯片最低输出电压低到0.925V。这么低的输出电压使得FPGA内核1.2V高效供电成为可能。高达95%的转换效率是除超高频率斩波式开关电源或者谐振式开关电源外其他电源转换方案中难以做到的，这样的优势要得益于340Khz的开关频率。高速开关控制不仅提高电源的工作效率还大为改善电源的输出滤波电路，这样一来，我们仅需要一颗10μH的电感和47μF的滤波电容便可得到一路，高效、稳定、电源纹波低的直流电压源。

 

   

         

   

   

Figure 3-1- 2 2SK2843的输入输出特性曲线

   

   

另外，由内部结构图和典型应用图，我们可以得知连接BS和SW之间电容起着自举升压的作用，有电容自举升压原理，我们可以得到V_BS到地最高电压为5V+VCC。为了解释该电容添加的必要性，我们参考东芝N沟道场效应管2SK2843的输出特性曲线为例进行必要的说明。如图（Figure 3-1-2）所示，当门极驱动电压V_GS大于死区电压（V_th = 2.0~4.0 V）之后场效应管开始导通，当控制电压U_GS在开启电压V_th和最大击穿电（V_GSS=±30V）压之间，随着门极电压V_th的升高，输出电流越大这也就意味着导通电阻越小。从而保证开关管M1在任何输出电压条件下都能充分导通，由开关管损耗的平均的计算公式（式3-1-1）：要想得到做高的效率也就是P最小，那么在管子两端压降最大的时候，电流最小或者电流达到最大值时开关管的饱和压降无限趋于零。当然，也就对驱动信号的上升和下降沿提出要个的要求。实践证明当驱动电压大于5倍开启电压基本上使得输出功率管充分导通，从而大大提高了电源转换效率，不仅如此还节省了为电路散热而准备的空间。

 

，                                                      （式3-1-1）

在0.925V的基准反馈电压条件下，我们采用电阻串联分压的方式得到反馈电压V_FB，详见（式3-1-2）。以1.2V供电为例，结合FPGA的内核供电范围和实际电阻的取值，设计实际输出电压。另外在选取取样电阻的时候，我们不仅需要考虑显示市场中能够采购得到或者组合出的电阻阻值，还要考虑选取什么样的倍率，如果电阻倍率选取过小则会出现取样电阻消耗过大的能量导致电源转换效率过低和电路过热而不稳定甚至供电系统无法正常工作。当选取的电阻阻值过小的时候，如在轻载或者不带载的情况下会出现滤波电容放电之不足而导致输出电压接近于输入电压而无法达到降压、稳压的效果，另外，当倍率选择过大的时候，例如实测在1.2V稳压输出时R3取105，R7取333时，在调试的时候，当用万用表表笔测试第五脚的反馈输入电压时，将会出现输出电压明显波动及周期性震荡的问题。

,                                                          (式3-1-2)

,                                                                                        (式3-1-3)

因为没有外接功率管，所以本芯片采用底部接地的方式进行散热，当输出功率偏大、散热不良、自举升压电路故障等情况导致芯片温度过高时芯片内部将进行过热保护。本芯片的两外功能就是软启动和外部开机功能，Pin_7为芯片使能端，本设计采用Pin_8软启动延时启动可以有效避免开机瞬间对供电系统造成破坏，因此，在这里没有在使能端添加阻容充电延时启动电路，而是采用限流电阻直接上拉的方式直接让芯片处于工作状态。Pin_8为软启动引脚，因为是系统的供电，所以没必要外界软件控制信号，连接了0.1μF的电容，在内部6μA电流源的充电下，经过15ms的软启动周期后，开始工作。

启动时间 ，其中15ms为内部软启动时间，U为内部0.925V的基准电压，I为内部6μA电流源，实际对电容进行时电流由于其他元件的分流作用而小于6μA。因此最终软启动时间也将超过15ms，使得后级电路对供电系统的影响有一个缓冲的过程。

在电路保护方面如图Figure 3-1- 3 所示，本设计采用的是二极管钳位的方式进行防误接保护，防止供电极性反接烧毁后续电路。其中D5可以防止电源J1引脚定义错误而导致的误接，D6则用于外部供电的情况下正负反接保护。另外，2A的自恢复保险丝可以保证后续电路过载或者短路时进行可恢复性的保护。

   

         

   

   

Figure 3-1- 4  MP2307组成的BUCK型DC-DC降压电路

   

   

         

   

   

Figure 3-1- 4 电源输入电路

   

   

    如图Figure 3-1- 4 为1.2V辅助电源原理图，其中R1和C5组成软启动电路，使系统延时工作，减少对外部供电系统的瞬间冲击，D1为续流二极管，可以省略，但是为了提高电源效率最好加上而且需要使用快恢复二极管，C1 为自举升压电容，用于降低开关管的导通电阻，提高电源效率。R3和R7组成的分压取样电路，为系统提供负反馈的同时也起到假负载的作用。储能电感L1和电容组合为输出提供良好的滤波系统，理论上只需要取10μH的功率电感便可起到良好的滤波效果，但是考虑到该系统实际使用时功率不大，为了降低纹波，便将电感量提升到33μH。保证能够取得到良好的滤波效果。