采用CoolSET-ICE2B265的30瓦开关电源设计

 

采用CoolSETä-ICE2B265的30瓦开关电源设计

 

Yew ming lik, Junyang Luo and Meng Kiat Jeoh

 

Infineon Technologies Asia Pacific Pte. Ltd.

168 Kallang Way

,

Singapore 349253

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1. 简介

 

CoolSET  ICE2B265是内带CoolMOS的集成脉宽调制器。它含有控制器和CoolMOS功率开关，价格便宜。设计者可以用它来实现当前各种新型开关电源，例如要求待机功耗低、外部元件少，电路板面积最小等等。本文不仅介绍了ICE2B265的基本功能，还给出了简单的低成本、高效率的30瓦反激式开关电源的设计举例。

 

2. 框图

图1. ICE2B765P的 框图

 

CoolSET的控制部分采用了一些特别的增强方法来实现低待机功耗和电路保护。它包括5个单元：功率控制，软启动，改进的电流控制，电流限幅，待机和保护单元。待机单元可以使芯片工作频率下降，以减少待机模式下的功耗。待机频率的下限是21千赫，以避免产生音频噪声。在开环、过压或由于短路而造成的过载等故障情况下，器件切换到由保护电路控制的自动重启模式。通过集成在电流限幅单元内的延时补偿电路（专利技术），峰值电流可以得到精确的控制。从而可使用更低成本小尺寸的变压器和次级二极管。

  

3. 功率控制

图2. 功率控制单元

 

图2给出了芯片的功率控制单元。外部电源电压V_cc由欠压锁定电路来监测。当开关电源接入干线时（这里指电网电压经整流滤波后得到的高压直流电压，下同），流经电阻R_START-UP的电流给外部电容C_vcc充电。在V_VCC到达开启电压（V_ccon=13.5伏）前，芯片保持非激活状态。此时芯片的最大电流是55微安。当超过开启电压后，芯片被激活：

 

q       内部的带隙基准电压源产生V_REF=6.5伏的基准电压，供内部其它电路使用。

q       保护单元内的错误锁存器被上电复位信号复位，并准备好在保护单元被激活时关断栅极驱动器。

q       软启动晶体管开关T₁被下电复位信号断开。流过R_SOFT-START的电流开始对外部软启动电容C_SOFT-START充电。软启动被激活。

 

为了避免开启时出现无法控制的阻尼振荡，欠电压锁存电路设计有滞回特性。在激活模式下,只有当V_CC低于8.5伏时芯片才会关断。

 

当V_CC低于关断电压V_CCOFF=8.5伏时，内部的基准电压源关断，下电复位（信号）使得软启动电容C_SOFT-START通过晶体管开关T₁放电。这样就保证了在每次接通时，软启动都能起作用。

 

4. 启动延时

 

在启动时，C_VCC通过流经电阻R_START-UP的电流充电。只有当V_CC达到开启阈值电压V_CCON=13.5伏时芯片才被激活。因为芯片在激活前电流极低，所以可以使用高阻值的启动电阻来减小启动时的功耗。电阻R_START-UP和电容C_VCC的值影响启动的延时。该延时可以通过下式来计算：

 

            (1)

 

其中t_delay代表从开关电源接入到干线到芯片被激活之间经过的启动时间。V_1IN表示整流获得的直流输入电压，I_VCC1是芯片被激活前的电流。图3表示R_START-UP=2 470千欧，C_VCC=47微法，V_1IN=380伏时实际开关电源的延时t_start-delay。（1）式表明，启动延时不仅取决于电源输入电压的大小，而且与R_START-UP和C_VCC的值有关。减小R_START-UP的值可缩短T_delay。但R_START-UP上的功耗将增加。因此需要在缩短启动延时和减小启动电阻上的功耗之间进行权衡。使用晶体管开关的启动电路可以实现无损启动，其延时较短且不变。

 

 

图3. 启动延时时间 .

 

5. 改进的电流控制

 

在电流控制方式下，初级电流通过检测电阻R_CS来取样（图4）。检测电压被放大3.65倍后加至脉宽调制比较器与FB信号进行比较。FB信号来自输出控制环路，可以设定。当检测电压达到FB信号电平时，脉宽调制锁存器复位，电流被中断。

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

图4. 电流模控制

 

这样功率MOS管的开启时间和初级峰值电流均由FB信号电平准确控制。对于电流非连续工作的反激式变换器，初级电感上存储的功率可由（2）式计算：

 

                      (2)

 

其中P是存储在初级电感上的功率，L是初级电感的电感量，f是开关频率，I_p是初级峰值电流。

 

可以看出，电源的输入电压并没有出现在（2）式中。电流控制的一个优点就是电源电压的变化并不影响输出电压的调整。然而电流控制方式极易被检测电阻上的噪声所影响。每当功率MOSFET开关开启时都会产生一个噪声脉冲，迅速关闭驱动。特别当功率较小，FB信号较低时尤为严重。

 

为了改善轻负载下电流控制的性能，在芯片中使用了斜坡电压产生电路。

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

图5. 改进 的电流模

 

它由开关晶体管T₂,电压源V₁，和R₁,C₁构成的一阶低通滤波器（见图5）组成。被放大的电流检测电压V_CS被叠加到电路中。

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

图6. 正常负载情况

 

图6给出了在正常负载条件下斜坡电压电路的作用。开关管T₂在振荡输出的下降沿关断。它使得电压上升。当斜升电压达到0.3伏时，栅极驱动器开启功率MOS管。初级电流开始流入检测电阻R_CS。电流检测电压V_CS被脉宽调制运放放大3.65倍后，叠加到斜升电压上。当放大的检测电压达到FB电压电平时，电流被中断。

 

在轻负载（见图7）或无负载时，电流检测电压V_CS很小，只有确定的斜升电压与FB信号进行比较。

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

图7. 小负载情况

 

如此，斜升电压的斜率控制了栅极驱动器的开启时间。栅极驱动电路只在斜升电压超过0.3伏时才通过比较器C₅开启。开启时间可以通过降低FB电平到某一阈值而连续下降到零。

 

6. 软启动

 

通过内部上拉电阻R_SOFTS给外部电容C_SOFTS充电，产生软启动电压V_SOFTS（见图8）。软启动比较器的负端输入为软启动电压V_SOFTS，正端输入为斜坡电路中产生的叠加电压，两者进行比较。在软启动阶段，V_SOFTS小于反馈电压V_FB。在这种情况下，V_SOFTS通过软启动比较器对脉宽调制锁存器进行复位，从而确定了栅极驱动的脉冲宽度。当V_SOFTS达到5.3伏时，软启动过程完成（图9）。软启动时间为：

 

 (3)

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

图8. 软启动

 

晶体管开关T₁由下电复位信号控制，以保证在芯片断电后重启或自动重启模式下仍保持软启动。

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

图9. 软启动阶段

 

软启动电压V_SOFTS不仅用来减小启动时外部功率MOS管上的电流和电压，而且还用于激活保护单元（图10）。

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

图10. 保护单元的激活

 

当软启动阶段结束时（V_SOFTS>5.3伏），如果反馈电压V_FB没有降到4.8伏以下，即开关电源的次级输出电压V_OUT没有达到正常值，则错误锁存器将被比较器C₄ 激活。为了保证开关电源的正常启动，软启动时间必须足够长以确保V_OUT达到正常值，从而使控制环路把反馈信号V_FB的电平下拉到4.8伏以下（见图11）。

 

图11. 启动阶段

 

7. 振荡器和频率减降

 

集成在芯片内部的振荡器产生F=67千赫的开关频率。调整振荡器使栅极驱动脉冲的占空比最大值 D_MAX=0.72。

图12. 频率减降与 V_FB信号关系

 

如图12所示，振荡器的频率受反馈电压V_FB的控制。这一特点使得开关电源在轻负载下可以工作在较低的频率，这样在降低开关损耗的同时，还能获得良好的稳压性能和较低的输出纹波。在轻负载下能有效地降低整个开关电源的功耗。最低工作频率是20千赫，以避免任何情况下可能出现的音频噪声。

 

8. 电流限幅

 

每个周期的电流限幅由电流限幅比较器来实现（见图13）。初级电流I_p通过外部检测电阻R_CS转换为检测电压V_CS。检测电压V_CS经过200纳秒的前沿消隐，送到电流限幅比较器。当V_CS超过内部阈值电压V_CSTH时，电流限幅比较器立即通过脉冲宽度调制锁存器关断栅极驱动器。电流限幅电路中还加入了传输延时补偿电路以避免初级电流的额外过冲，这在高电源电压的情况下尤为重要（参见第10节 传输延时补偿）。

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

图13. 电流限幅

 

9. 前沿消隐

 

 

图14. 前沿消隐

 

每次CoolMOS开启时，由于变压器初级绕组的电容和次级整流器的反向恢复时间的影响，总会产生一个尖脉冲（图14）。如果这个尖脉冲超过了阈值电压V_CSTH，它就会造成栅极驱动的过早关闭。为了避免这种情况，以T_LEB=220纳秒的固定时间将脉冲消隐掉。在消隐时间内，栅极驱动器不能被电流限幅比较器关断。

 

10.        传输延时补偿

 

在电源检测到过流，即当检测电压V_CS达到电流限幅比较器的阈值电压V_CSTH时，由于从电流检测输入I_SENSE到栅极驱动输出电路之间的电路延时，内部CoolMOS管的关断被滞后。这一滞后造成了初级峰值电流 I_PPEAK的过冲。在电源电压较高时，这一过冲尤为严重。图15给出一个例子，表示在两个不同的电源电压输入下产生不同的电流过冲。其中假设初级电感是500微亨，电流检测电阻R_SENSE=1欧姆，传输延时时间t_{PROP_DELAY}=200纳秒，整流后的电源电压分别是V_1IN1=100伏和V_1IN2=370伏。

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

图15. 电流过载

 

结果清楚地说明当电流检测阈值电压设为常数V_CSTH=1伏时，在电源电压V_IN2=375伏和t_DELAY=200纳秒的条件下，电流过冲I_OVERSHOOT2比实际的电流限幅值I_PLIMIT高15%。

 

为了降低这一电流过冲，在芯片中集成了采用动态阈值电压V_CSTH（见图16）的传输延时补偿电路。

 

在电源电压输入较高时，电流检测电压V_CS的沿越陡峭，V_CSTH越低，栅极驱动关断得越早。过冲效应由此得到补偿。

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

图16. 动态阈值电压V_CSTH

 

通过对芯片内传输延时补偿的设计，内部电流限幅的容差在±5%之内。在（4）式确定的温度范围内的传输延时时间都能得到补偿。

 

                  (4)

 

这样，芯片可以准确地限制过冲电流（见图17）。

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

图17. 过冲电流关断

 

11.        保护单元

 

过载，开环，过电压检测和热关断等保护都集成在保护模块中（见图1的框图）。如果保护模块被激活，错误锁存器在5微秒的消隐时间后将关断外部的功率MOSFET。消隐用来消除正常工作模式下产生的电压脉冲对错误锁存器造成的误触发。

 

12.        过载、正常负载下开环和自动重启模式

 

图18. 自动重启模式

 

图18给出了在过载和正常负载下开环的自动重启模式。开环或过载的检测由比较器C₃，C₄和与门G₂实现（见图19）。

 

在正常负载的工作状态下，芯片的电源电压V_CC在8.5伏到13.5伏的范围内变化，软启动电压V_SOFTS高于5.3伏，反馈电压V_FB保持在4.8伏以下。此时，比较器C₄将与门G₂的一个输入置1。比较器C₃可

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

图19. FB检测

 

以在开环或过载情况下对错误锁存器置位。若反馈电压V_FB上升达到4.8伏的阈值电压5微秒之后，栅极驱动器被关断。开关电源停止工作，从而使芯片的电源电压V_CC下降。当V_CC下降到V_CCoff=8.5伏时，芯片被关闭。此时下电复位信号打开内部开关管T₁,外部软启动电容C_SOFTS通过T₁放电。芯片的电流下降，最大为55微安。然后，开关电源进入自动重启模式。在芯片停止工作的阶段，通过启动电阻R_{START_UP}对电容C_VCC充电，V_CC再次上升。当它达到开启阈值电压V_CCON=13.5伏时，芯片再次启动。错误锁存器被上电复位信号复位。内部上拉电阻R_SOFTS开始对外部软启动电容C_SOFTS充电以开始软启动过程。在软启动过程中，比较器C₄使得C₃和G₂对过载和开环的检测无效。当软启动电压V_SOFTS³5.3伏时，软启动过程结束。如果在软启动之后，过载或开环的故障仍然没有排除，错误锁存器被激活，开关电源再次进入到自动重启模式。

 

13.        由于无载开环而导致的过压

 

图.20. 自动重启模式

 

图20表示在开环和无负载情况下的自动重启模式。在这种故障模式下，开关电源的输出电压和V_CC上升。附加的比较器C₁,C₂和与门G₁被用来检测这一故障模式（见图21）。

 

只有当软启动电压V_SOFTS低于比较器C₂ 4.0伏的阈值电压，而且FB引脚的电压超过4.8伏时，比较器C₁才提供过压的检测。在过压检测的过程中，比较器C₁置位错误锁存器，并当V_CC超过16.5伏时，在自动重启模式运行中，较早终止脉冲过程。一旦软启动过程完成，即V_SOFTS超过了4.0伏，通过C₁的过压检测就停止了。这使得在正常工作模式下，由于输出负载的改变，V_CC能够8.5伏到21伏的范围内变化。

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

图21. 超电压检测

 

14.        30瓦演示电源板

图22   使用的CoolSET ICE2B265P的30W开关电源演示板 011005-M.K.Jeoh

 

图22给出了一个非常简单的，使用ICE2B265P的低成本开关电源电路，用作数码相片打印机的电源。

 

电路指标：

 

输入电压范围：    85-265V_AC

50/60Hz

 

输出：     18V/1.67A

 

最大输出功率：    P_OMAX=30W

 

待机状态输入功率：

在 P_O=0W 且 V_IN=240V_AC时，P_IN 0.5W

 

效率：     η 80%

 

 

 

 

 

15.        电源设计

 

15.1确定输入电容C₃和最小直流输入电压V_1MIN

 

图23 输入电压波纹

为了选择输入电容C₅的值，使用了以下的经验规则：

 

对于100/115V_AC或通常输入（电源），C₅=2~3微法/瓦

 

对于230V_AC，C₅=1微法/瓦

 

本设计中选择C₅=68微法。在最低电网电压为85伏下，最小直流输入电压V_1MIN（见图24）是计算变压器的一个非常重要的参数。它可以通过下式进行估算：

 

              (5)

 

V_ACMIN,PK是最小输入电压的峰值，而W_IN是C₅放电的能量。

 

                     (6)

 

放电能量W_IN等于需要的峰值输出功率P_OPK和放电时间T_L/2-tc的乘积。

 

                          (7)

 

假设桥式整流器的二极管导通时间约为3毫秒，并将确定的值带入式（5），（6）和（7），得到：

 

             (8)

 

                    (9)

 

             (10)

 

将桥式整流器上的电压降落考虑在内，V_1MIN应当是：

V_1MIN=80伏

 

15.2变压器计算

 

15.2.1 最大占空比

 

在设计变压器时，要考虑开关电源在整个工作范围内其磁通是不连续的。

 

在最小输入电压V_1MIN下的最大的占空比D_MAX为：

 

D_MAX = 0.5                                      (11)

 

15.2.2 初级感应电势

初级感应电势V_R是通过初级线圈的次级电压的感应值，它可以由下式计算：

 

           (12)

 

内部CoolMOS的漏源电压V_DS由于导通电阻R_DSON较小可以忽略不计，则V_R等于：

 

                      (13)

 

15.2.3 初级电流最大峰值和有效值

 

初级电流的最大峰值I_1PKMAX和最大输出功率成正比，它可由下式获得：

 

                      (14)

 

将已知的P_OMAX，V_1MIN，d_MAX和功效η的值带入（14），I_1PK为：

 

          (15)

 

初级最大电流有效值可以从I_1PK,MAX和d_MAX计算出来：

 

                 (16)

 

            (17)

 

15.2.4 初级电感L1

 

初级电感可以由下面给出的回扫变压器的能量方程确定：

 

                          (18)

f是开关电源的开关频率，大约在67千赫左右。

 

       (19)

 

15.2.5 初级匝数

 

对于这个设计，考虑到成本和易于购买，推荐使用EF25的磁心。对于 67千赫的工作频率，Epcos N67 的材料是一个很好的选择。

 

在不连续模式下，在开关频率为67千赫时，磁心最大磁通密度B_MAX通常受磁心损耗限制。为了使磁心损耗保持在可以接受的程度（见Epcos的数据表，N67磁心损耗和频率的关系），选择B_MAX=0.2特斯拉来计算初级线圈的匝数N₁。

 

                      (20)

 

A_MIN是磁心的最小横截面积。对EF25，A_MIN=51.5平方毫米。

 

                      (21)

 

若初级线圈为N₁，为保证初级电感为L₁，需要的气隙L_GAP可以通过 Epcos 数据手册中“铁氧体及附件” 部分的方程计算。

 

                      (22)

 

K₁和K₂是和磁心有关的常数。对于EF25，数据表中给出K₁=90，K₂=-0.731。在计算中，L₁/N₁²的量级应该为纳亨。则需要的磁心气隙是：

 

                (23)

 

15.2.6 次级匝数

 

次级输出的匝数可以从（13）式中的感应电势V_R和初级匝数N₁得出。在变压器将储存能量释放给次级期间，所有的绕组每一圈都有相同的电压V_T:

 

            (24)

 

对于18伏的输出电压V_O1，匝数N_O1是：

 

                   (25)

 

V_D是输出二极管的导通压降，典型值是1伏左右。

 

                   (26)

 

V_CC的偏置电压应在15伏左右。偏置绕组的匝数是：

 

             (27)

 

15.2.7 输出整流二极管

 

为了选择合适的输出整流二极管，必须确定二极管上的最大反向峰值电压V_D1,PK。V_D1,PK可以从下面的方程获得：

 

                 (28)

 

其中V_1MAX是最大直流输入电压。计算结果是：

 

所选二极管的反向额定电压V_DR应当比V_DPK大1.25倍以上。额定直流电流至少要比最大输出电流大3倍。在本设计中选用了MUR520。

 

15.2.8 次级电流最大峰值和有效值

 

次级电流最大峰值和有效值与最大直流输出电流成正比，如下所示：

 

                            (29)

 

      (30)

 

I_OMAX是最大直流输出电流，I_OPK,MAX是最大输出电流峰值，I_ORMS,MAX是最大输出电流有效值。

 

计算的结果列于表1。

次级输出	最大输出电流峰值	最大输出电流有效值
18V/ 1.67A	IO1PK,MAX = 6.68A	IO1RMS,MAX = 2.73A

 

表1 最大输出电流峰值和有效值

 

15.2.9 输出电容

输出电容的选择由电容的R_ESR(等效串联电阻)和额定纹波电流来决定。流过输出电容的纹波电流，可以用下式计算：

 

           (31)

 

在18伏/1.67安输出指标下，输出电容中的纹波电流是：

 

                 (32)

 

Epcos数据表中B41858系列的铝电解电容中，1000微法/25伏的电容，在开关频率100千赫，环境温度105摄氏度下的额定有效值电流是1.69安。必须使用2只这样的电容（图22）来获得V_O1需要的纹波电流。每个电容的R_ESR是0.034欧姆。2个R_ESR并联，R_ESRTOT=0.017欧姆，引起的输出纹波电压是：

 

           (33)

 

外加的L-C滤波器（图22中的L₁和 C₁₄）可以进一步抑制开关纹波电压。C₁₄使用220微法/25伏，R_ESR=0.12欧姆的电容。为了消除由L₁-C₁₄滤波器引入的控制环路中的极点，L₁需要在1.5微亨左右。采用这样数值的L₁-C₁₄，V_O1,RP可减小到:

 

          (34)

 

输出端的开关纹波电压V^‘_O1,RP已被衰减到18毫伏左右。

 

15.3 电流检测电阻

 

电流检测电阻（图22中的R₁₄）由最大初级峰值电流和电流限幅的最小阈值电压V_CSTHMIN决定。

 

         (35)

 

在R₁₄上的最大功耗是：

       (36)

 

因此推荐使用1瓦的低感电阻。

 

15.4 软启动电容C₇

 

正如第6节“软启动”部分所述，软启动过程的时间T_SOFT-START必须足够 长以保证开关电源的正确启动。这就意味着在V_SOFTS达到5.3伏以前，V_O1必须到达18伏（见图11，T_SOFT-START > T_START-UP）。

为了预测T_START-UP的值，必须定义软 启动阶段对输出电容进行充电的有效的功率。所有输出电容的总值是：

 

            (37)

 

在硬启动情况下（如果软启动不存在），对C’_O1进行充电的功率将是:

 

           (38)

 

P’_O1 = 38.2W

 

假设对C’_O1充电的功率在软启动阶段线性上升，则充电功率只有38.2瓦的一半。而电压VO1上升到18伏所须的时间T_START-UP，可以这样估计：

             (39)

 

 

在图22的应用电路中，建议外部软启动电容C₇ = 1mF。芯片的数据手册 指明内部软启动电阻R_SOFTS=50千欧。

软启动时间可以使用（3）式计算：

 

     (40)

 

在这种情况下,T_SOFT-START >T_START-UP，保证了开关电源的启动。

 

15.5 与V_CC相连的电容C₆

 

在辅助偏压绕组为IC供电之前，由V_CC电容C₆ (见图22) 给IC提供直流 偏置电压。不考虑来自启动电阻R₁和启动时间T_START-UP内辅助线圈的 电流，电容值 C₆可如下估计:

 

                (41)

 

I_VCC3是IC供电电流。 数据表中给出 的最大值为8毫安。V_CCHY = 5伏是IC 供电电压V_CC的开启/关闭滞环特性。基于(39)中T_START-UP的估计值， C₆应该为:

 

                  (42)

 

图24 闭环反馈回路

选取C₆ = 47微法 以保证电源电压 Vcc。

 

15.6 启动电阻R₂和 R₃

启动电阻 R_START-UP由R₂和R₃串联组 成, 如图22所示。根据 (1)式, 当输入电源电压为最小值V_ACMIN = 85伏时，开启延迟最长，可用下式估计：

 

       (43)

最坏条件下， 当SMPS接入电网后，IC8.7秒后才开启 。R_START-UP的最大损耗约为：

 

                          (44)

 

 

15.7 控制回路设计

 

15.7.1 功率级传递函数

 

图24所示为控制回路的基本原理

 

下面的公式用来定义功率级的反馈回路从反馈输入管脚2的控制电压 n_FB 到输出电压节点n_O的直流或低频 增益：

 

                     (45)

 

                                           (46)

 

                                      (47)

 

将(46)、(47)中的P_O和 I₁代入 (45)，整理得：

         (48)

 

A_n 是 PWM运放增益，在 ICE2B265 的数据表中，它的值为3.65 。从(48) 可知，功率级的直流或低频增益G_PS与输出负载电阻R_O的平方根成正比，由于采用电流模式控制，它与输入电压的变化无关。R_OMIN = 10.8欧姆时 (P_OMAX = 30瓦), 最小增益为

 

G_PS,MIN = 14.9 dB.                                        (49)

 

在 P_OMIN = 0.5瓦时, 输出负载电阻将为 R_OMAX = 648欧姆, 功率级的最大增益为

 

G_PS,MAX = 32.7 dB                                             (50)

 

功率级的小信号传递函数为

 

              (51)

 

Co 由C₁₂ 和 C₁₃ (见图22)组成， 总值为2000微法 ， R_ESR是这两个并联电容的等效串联电阻(见 15.2.9 )，即 R_ESR = 0.017欧姆。 在最小和最大功率时的极点和零点示于表 2 :

输出功率	极点 Fp = 1/pROCO	零点 FZ = 1/2pRESRCo
POMAX = 30W RO = 10.8W	FPH = 14.7Hz	FZ = 4.68kHz
POMIN = 0.5W RO = 648W	FPL = 0.24Hz	FZ = 4.68kHz

 

 

表 2. 极点和零点

 

输出滤波器L₁-C₁₄的传递函数可表示 为：

 

     (52)

 

图25  反馈回路

C₁₄和 L₁ 值的选取应使得滤波器的极 点F_PLC远离穿越频率（增益为0dB的 频率）F_CO，以避免对控制回路产生影响。只有当F_PLC大时，控制回路的带宽才大，这是我们所需要的。L-C 的增益斜率为–2，相移变化快，这 可能引起控制回路的不稳定。为避免这种情况，如 15.2.9 所提到的，极点要由零点进行补偿。基于这个考虑， 选择Epcos 铝电容B41858系列的 C₁₄ = 220微法/35伏 ，R_14ESR = 0.084欧姆。 零点频率为：

 

              (53)

 

令极点与零点相等，解出电感L₁:

 

                            (54)

 

L₁ = 1.55mH

 

以这样的L₁和C₁₄组合，滤波器对控制回路的影响可以忽略；功率级的小信号传递函数仅由(51)式决定。

 

对于最小和最大输出功率，传递函数的开环增益和相频响应如图26和图27所示。

 

加入图25所示的反馈回路，开环就成为闭环。它包括补偿网络(TL431、R₆ – R₁₁、C₉和 C₁₀) 和光电耦合器 IC₂。

 

反馈回路的传递函数为

 

 (55)

其中G_C是光电耦合器的电流传输系数， SFH617-3的G_C = 100%。位于FB (管脚2)的内部上拉电阻定为 R_FB = 3.7kW。选择R₆=1kW 以限制流过TL431的最大电流。为了提高带宽，同时整个增益响应的斜率为–1, 选择临界频率 F_C = 3千赫, 则满载情况下功率级的增益可由(51)式导出

 

           (56)

 

 

使用TL431的反馈回路增益在F_C必须为30.4dB，且斜率必须为0。为进一步计算， R₉必须首先定义。 R₁₁决定了分压器R₉ – R₁₁的偏置电流. 如果 R₁₁ = 3.9千欧，R₉可由下式计算

 

                             (57)

 

.

 

V_REF是TL431的基准电压. 为了计算在频率F_C时的反馈回路增益， (55) 可简化为:

 

                      (58)

 

由于 [G_FB(F_C)] = 30.4dB,

 

        (59)

 

若将极点置于F_PFB = 2 F_C，可得到C₉

 

                 (60)

 

为得到足够的相位裕度，特别是在轻载情况下，可将零点置于 F_ZFB = 20赫兹， C₁₀的值为

 

                 (61)

 

基于以上计算，反馈网络的元件值选取为：:

 

R₈ = 220kW

 

R₉ = 24kW

 

C₉ = 120pF

 

C₁₀ = 47nF

 

F_ZFB = 15.4Hz, F_PFB = 6kHz

 

图26和图28还表示了反馈回路的响应和总的开环响应。而图27和图29 表示它们各自的相频响应

 

16. 结束语

 

本文主要介绍了CoolSET^TM的特点和功能，这个新的集成产品包含PWM 控制IC 和CoolMOS^TM，后者是新一代的功率MOSFET。文中讨论了所开发的低成本30W SMPS 演示电路，对它的工作原理进行了详细的分析。对于电路板和测试结果的详细说明请见 “采用CoolSET^TM ICE2B265的30W 离线 SMPS”, AN5201002.

Fig.26 Gain response at POMAX

Power stage

Feedback loop

Overall open loop

Fig.27 Phase response at POMAX

Power stage

Overall open loop

Feedback loop

Fig.28 Gain response at POMIN

Fig.29 Phase response at POMIN

Power stage

Power stage

Overall open loop

Overall open loop

Feedback loop

Feedback loop

参考文献：

 

1.      Harald Zoellinger and Rainer Kling, “CoolSET^TM ICE2AXXX for Off-line Switch Mode Power Supply”, Infineon Technologies Application Note, AN-SMPS-ICE2AXXX-1, version 1.0, January 2001.

2.      Infineon Technologies, “CoolSET^TM-II Off-Line SMPS Current Mode Controller with 650V/800V CoolMOS^TM on Board, Infineon Technologies Datasheet, version 2.2, February 2001.